2023年全国赛C题《 电容电感测量装置》设计报告

测量原理

参考下面网站的方案

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参考 LCR 测试仪，基本工作原理为给 DUT 加上正弦激励信号，然后测得该 DUT 两端的电压和流过 DUT 的电流，即可通过计算得到 DUT 的性质和参数。

对于一个理想电容，电流相位应该超前电容两端电压 90°。然而实际的电容存在损耗，可以等效为一个理想电容 $C_p$ 和一个理想电阻 $R_p$ 的并联，因此电流超前电压的相位将小于 90°，这个角度差即为损耗角。

假设 DUT 两端电压 $\dot {V}=V\cos (\omega t)$，流过 DUT 的电流为 $\dot {I}=I sin (\omega t - \varphi)$，电流在虚轴上的投影为流过理想电容的电流，在实轴上的投影为流过损耗电阻的电流。

因此可以计算出并联电容的容抗为 $X_{Cp}=\frac {V}{I cos\varphi}$，容值 $C_P=\frac {1}{\omega X_{Cp}}=\frac {I cos \varphi}{\omega V}$。

损耗电阻的值为 $R_p=\frac {V}{Isin\varphi}$。

定义元件消耗的无功功率和有功功率之比为元件的 Q 值，Q 值的倒数为 D 值（损耗角正切）

CopyQ=RPXCp=cotφ,D=1Q=tanφQ=\frac{R_P}{X_{Cp}}=cot \varphi, D=\frac{1}{Q}=tan \varphiQ=XCp​RP​​=cotφ,D=Q1​=tanφ

上述需要的参数可以借助正交算法求得：

CopyIsin⁡(ωt−φ)⋅Vcos⁡(ωt)=12VIsin⁡(2ωt−φ)−12VIsin⁡φIsin⁡(ωt−φ)⋅Vsin⁡(ωt)=−12VIcos⁡(2ωt−φ)+12VIcos⁡φ \begin{align}I\sin(\omega t-\varphi)\cdot V\cos(\omega t) & = \frac12VI\sin(2\omega t-\varphi)-\frac12VI\sin\varphi\\I\sin(\omega t-\varphi)\cdot V\sin(\omega t) & = -\frac12VI\cos(2\omega t-\varphi)+\frac12VI\cos\varphi \end{align}Isin(ωt−φ)⋅Vcos(ωt)Isin(ωt−φ)⋅Vsin(ωt)​=21​VIsin(2ωt−φ)−21​VIsinφ=−21​VIcos(2ωt−φ)+21​VIcosφ ​​

相乘以后经过低通滤波器后即可得到直流成分 $-\frac {1}{2} VI sin\varphi 和 \frac {1}{2} VI cos\varphi$，即可求得题目要求的损耗角正切

Copytanφ=VIsinφVIcosφtan\varphi = \frac{VI sin \varphi}{VI cos \varphi}tanφ=VIcosφVIsinφ​

同时可求得以下参数

Copy并联形式的理想电容的容抗 Xcp=VIcos⁡φ=V2VIcos⁡φ,电容为 Cp=1ωXcp,并联形式的损耗电阻Rp=VIsin⁡φ=V2VIsin⁡φ。其中 V2可以通过电压自乘后滤除高频成分后得到。\text{并联形式的理想电容的容抗 }X_{cp}=\frac V{I\cos\varphi}=\frac{V^2}{VI\cos\varphi} \text{,电容为 }C_p=\frac1{\omega X_{cp}},\text{并联形式的损耗电阻}\\R_{p}=\frac V{I\sin\varphi}=\frac{V^2}{VI\sin\varphi}\text{。其中 }V^2\text{可以通过电压自乘后滤除高频成分后得到。}并联形式的理想电容的容抗 Xcp​=IcosφV​=VIcosφV2​,电容为 Cp​=ωXcp​1​,并联形式的损耗电阻Rp​=IsinφV​=VIsinφV2​。其中 V2可以通过电压自乘后滤除高频成分后得到。

参数仿真

现有的 ADC 的输入电压范围为 0~2V，输入偏置为 1V；DAC 的输出电压范围为 1V 峰峰值，同时可以加偏置，

电容容值为 1nF-100nF，检流电阻为 0.33Ω 时，输出电压峰峰值为 4-200mv。测量电感时频率为 1MHz，电感感值为 10uF-100uF 时，输出电压峰峰值为 15-150mv。由于 ADC 模块的输入范围为 0~2V，因此对信号进行 9 倍放大，峰峰值放大到 1.8V 左右。

调试记录

DAC 输出的信号和 LC 滤波器阻抗不匹配，导致 LC 滤波器的输入端信号幅值较低

待测元件检测电路上电后输入端有 - 500mv 的偏置

LC 滤波器设计如下，DAC 输出 1MHz 的信号时高次谐波较为严重，因此设计一个通带为 1.2MHz 的 LC 低通滤波器滤除高次杂波。

PCB 设计

初代

其中 R8 是用来连接测试夹具的，激励信号从 P1 输入，经过 R8 上的待测电容或电感后电流经过 C5 流入后级电流检测电路，

这样设计的话，电路的输入阻抗为测量夹具上的待测元件的在特定频率下的阻抗值，而前级放大器的输出阻抗为 50Ω，会导致输入信号的幅值不是期望的幅值。

改进

将前级放大器的输出端用于阻抗匹配的 50Ω 电阻拆掉，利用运放输出阻抗很低的特性，使得输出的信号的电压全都加在上面电路的输入端。

这样改进的原因是运放后级不带容性负载、LC 滤波器、长同轴电缆的话输出端不需要接匹配电阻。

FPGA 程序设计

根据上面的原理，需要两个 ADC 采集电流和电压信号，1 个 DAC 生成激励信号。因此选择 DE0nano，有两个扩展的 40pin 排针，可以接入两个 ADDA 模块。

FPGA 的晶振频率为 50MHz，通过 PLL 分频出 20MHz 和 80MHz，其中 ADC 的时钟为 20M，DAC 的时钟为 80M。然后分别连接到 ADC_Interface 和 DAC_Interface。

ADC 部分采集到的信号位宽为 10，舍弃低两位以便于后续对信号的处理，同时每采 1024 个样点后暂停 0.5 秒，然后再进行下次采集。

DAC 部分采用一个 NCO 生成正弦波信号，通过拨码开关切换频率字，输出到 DAC_interface 后左移 1 位后输出，再通过一个同相放大器放大 2 倍，增强信号的驱动能力。

ADC 采集到的电流和电压的数据存放到 RAM 中，通过改变起始的取地址来实现移相。使用的 ADC 的采样率为 20M，采集 100K 的信号时，每个周期采集 200 个点，因此想要移相π2\frac{\pi}{2}2π​时，只需要从 50 开始读取 RAM 里的数据，读出的信号即为从 0 开始读取的 RAM 的读出的信号进行π2\frac{\pi}{2}2π​移相后的信号。

经 ADC 采集的数据为无符号数，做乘法滤波会和计算结果不匹配，因此再加入一级无符号转有符号数的 module，转成有符号数后做乘法，再送入低通滤波器后即可获得需要的数值。对低通滤波器的输出进行截断，只保留高 16 位的数据，降低抖动的直流信号对结果的影响。

测量结果

第一个 Lowpass 的输出为VIcosϕVIcos\phiVIcosϕ，第二个 Lowpass 的输出为12VIcosφ\frac{1}{2}VIcos \varphi21​VIcosφ，第三个 Lowpass 的输出为V2V^2V2，容抗的计算过程如下:

根据仿真的输入电流和输出电压的拟合关系可得，在输出采集的电压的幅值等于电流 ÷0.305，因此容抗为 第三个输出 ÷2÷ 第一个输出 ÷0.305

电路展示

后续计划

加入 spi 通信，将采样计算出的数据传输到 TI 的开发板上进行进一步计算和显示。